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D转换器的芯片设计

发布时间:2020-06-30 19:58:05 阅读: 来源:计量泵厂家

1 引言

本文引用地址:转换器是模拟系统与数字系统接口的关键部件,可以将需要测量的模拟信号精确地转换成数字量信号。一旦以数字形式出现,就能简单而准确地对其进行处理,从而提取出有用的信息。

现代电子系统中,模数转换器(ADC)已经成为一个相当重要的电路单元。很多控制类芯片(MCU)和信号处理芯片(DSP)都尽量在片内集成模数转换器。因此,基于嵌入应用的模数转换器的设计对于实现单芯片系统时很有价值的。

因逐次逼近型的模数转换器中只使用一个比较器,芯片占用的面积很小。在速度要求不高的场合,具有很高的性价比[1]。

本设计的侧重点是优化内部单元电路结构,以提高精度和转换速率。作者基于0.6μm数字CMOS工艺,设计和实现了采样频率达3MHz、10位精度、内部采用双时钟结构的逐次逼近型模数转换器。与其相应的单时钟方式相比,能够在不影响转换精度的前提下提高ADC的转换速度。

2电路设计与分析

2.1 转换器的整体结构设计

逐次逼近型A/D转换器的工作原理图如图1,包括比较器,D/A转换器,逐次逼近寄存器,时序产生及数字控制逻辑电路。根据逐次逼近的时间要求,时序产生电路可产生变换频率的时钟,提供给数字控制逻辑电路。数字控制逻辑电路控制着整个模数转换的过程,根据比较器的输出结果依次序确定逐次逼近寄存器中数字各码元的值。对于逐次逼近型ADC来说,其转换误差主要由内部DAC转换误差、比较器失调、带宽限制以及输入噪声产生。而其中内部DAC电路设计得好坏对整个ADC的转换精度起着关键性的作用。

2.2 D/A转换器的设计

D/A转换器的结构有很多种,分为电压定标、电荷定标、电流定标等。不同结构的D/A转换器在性能上是有差异的。单纯采用一种定标方式,需要有很高的匹配精度,否则很难实现高精度转换。

本设计中的D/A转换器采用高位电荷定标、低位电压定标的方法。其原理框图如图2所示。此种结构的DAC,其微分非线性、积分非线性与匹配容许公差的关系可由方程(1)、(2)表示,其中,M表示高位的位数,N为总的位数。

(1)(2)

采用二进制加权的电容器阵列完成高五位定标,电阻串完成低五位定标的电路结构,要使得DNL和INL均要小于0.8,则要求匹配的容差ΔR/R≤2.58%,ΔC/C≤0.0756%。由结果可以看出,这种DAC结构,对电容的匹配特性要求较电阻要高一些。但是最大和最小的电容之比不是很大,为16倍,因而,能在实际的版图绘制时,采用电容共中心对称的设计,尽可能满足其匹配性的要求。

2.3 比较器的设计

比较器在模数转换器中是不可缺少的重要单元。通常我们比较关心比较器的传播延时、分辨度、以及共模输入范围等。在实际的比较器设计中,为了满足整个电路的精度和速度的要求,采用两级差分放大器作为前置放大,最后采用一级差分输入的自偏压差分放大器将比较结果输出。为了消除比较器的失调电压,在两级放大器的输入端采用电容进行耦合。这种结构降低了输入电压失调的影响,提高了比较器的分辨性能[2]。其电路结构如图3所示。

当FB和Reset开关闭合时,标记为Cvi的电容将每一级放大器的输入端自动置零。输入电压通过电容C1和C2加到第一级比较器。

比较器中,A1和A2两个差动放大器采用图4所示的电路结构。M1和M2组成输入差分对,M3,M5,M4和M6组成带有正反馈的负载,以提高电路增益。 M3和M4的跨导要比M5和M6的跨导小,使这个电路结构成为弱正反馈电路,并且以之构成二级正反馈电路,其后再跟一级跟随器输出[2]。M7和M10是电流放大级,M8,M9,M11和M12组成第二级带正反馈的负载,而M14,M15,M16和M17则组成两个跟随器输出级[3]。

比较器的最后一级是差分输入的自偏压差分放大器,电路如图5所示。当正相输入电压Vin+增加时,M1和 M3的漏极电压降低,使得M6导通,产生的电流经M4到漏极输出端,输出高电平。在上述过程中,M5的电流几乎为零;当Vin+的电压降低时,M5导通,由M2和M5形成电流沉,输出低电平。电压比较的结果最终经M7和M8驱动后从Vout输出,送到移位寄存器。

2.4 时钟及数字控制电路的设计

传统的逐次逼近型模数转换,N位字的转换时间为N个时钟周期。一旦所加的时钟信号确定,单次转换的时间也就确定了。但是,频率过快的时钟信号也将导致转换精度降低。

采用分压式和电荷分布式相结合的混合式结构,转换器在进行高五位和低五位比较时所需要的时间是不相同的。在进行高五位逼近的时候,是由输入电压或者参考电压对电容进行充放电,等效时间常数较小,所需的时间较短;而进行低五位逼近时,是通过电阻串的节点对电容充放电,等效时间常数较大,时间较长。如果要提高电路的响应速度,就需要减小电阻或者电容值。这样的做法常会增加芯片的功率消耗和降低匹配精度。如采用单一频率的时钟,则首先要满足较慢的低五位转换时的时间要求,这就会形成高五位在逼近时的“等待”状态,限制了模数转换的速度。

针对上述问题,本文提出了A/D转换器内部工作采用双时钟的设计。通过时序及数字控制逻辑电路,给高五位和低五位的逼近过程分别提供相应的时钟信号,从而减少总体转换时间。如图6所示,外部时钟clk经过四分频,得到一个低频的时钟信号f1以供选择。内部电路在进行逐次逼近转换的时候,产生select信号来选择所需要的时钟信号。所选的时钟信号经过整形电路后送至内部使用。采用双时钟的电路结构,在实现相同的转换精度前提下,转换速率可以有很大的提高。

3 电路的仿真分析及芯片实现

在Cadance的模拟电路仿真环境中,作者使用上华0.6μm 工艺的器件模型对电路性能进行了仿真分析。结果表明,采用双时钟电路结构,可以在不影响转换精度的前提下,提高模数转换器的工作速度。

图7是单次模数转换过程的仿真波形。其中,cp是外部电路送入转换器的系统时钟;clk信号是由内部电路产生的变频时钟;net_in信号和dac信号波形反映了转换器的逐次逼近过程;comp信号是比较器的结果输出。图中,comp信号输出的波形代表二进制数字量是1010101010。从图中可以看出,整个转换过程使用到了两种时钟:高五位逼近速度快,相应地选用高频的时钟;低五位逼近速度较慢,选用低频时钟。在双时钟工作时,较好地考虑了高五位和低五位在转换时间上的差异,提高了整个ADC芯片的工作速度。

图8是模数转换器的连续工作的仿真波形。其中,Vin是输入到模数转换器的25kHz、振幅1V的正弦波信号,波形dac是模数转换后的数字结果对应的模拟量。考虑到模数转换器的转换需要一定的时间,所以,两个信号的对比是通过信号的平移得到的。从仿真的结果看出,模数转换器工作良好。

在版图设计的时候,考虑到ADC芯片属于数模混合电路,要减小数字电路对模拟电路的干扰,提高整个ADC芯片的抗噪声性能。解决方法是将两种电路尽量远离,以及在敏感的模拟电路周围加上保护环[4]。在模拟电路板图的绘制时,更要仔细考虑元件在电路中的作用,以及元件间的匹配性问题,在走线的时候也要减少信号线之间的串扰。对于元件匹配性要求高的元件,我们采用了共中心的版图画法,尽量减少器件失调。作者设计的10位逐次逼近型ADC在无锡华晶上华0.6μm 、双多晶硅、双金属层CMOS工艺上流片实现。ADC的芯片照片如图9所示。芯片总面积为1.9 mm×1.7mm。其内部核心电路的面积为0.8 mm×1.0mm。

4 结果与结论

流片加工完成后,对实际的模数转换器进行了测试。芯片在单一电源5V下工作,模拟电压输入范围是0~5V。在采样频率为3MHz的条件下工作时,ADC的功率消耗为35mW,其积分非线性(INL)和微分非线性(DNL)均小于0.8LSB。所设计的ADC转换器,已作为嵌入式单元模块用于上海大学微电子中心设计完成的定频空调控制芯片中,并已得到预期的结果。本文针对内部采用混合式DAC结构的模数转换器,设计了具有变换频率功能的时钟电路结构,为调整和优化此类逐次逼近型ADC提供了一个可参考的方法。该方法较好地处理了比较过程中逼近时间不一致的问题,通过减少高五位逼近时的“等待”时间,提高整体转换的速度。由于逐次逼近型ADC的功耗小、性价比高,在中等精度、中等转换速度的场合具有着良好的应用前景。

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